同步整流是一種提高DC/DC變換效率的技術，尤其是在低電壓、大電流的應用場合，其效果更為顯著。同步整流技術是通過采用導通電阻較小的MOS管代替DC/DC變換器中的整流二極管，從而提高效率。
就像在通信電源領域，以一款24V/50A輸出，功率為1200W的通信電源為例，假設變換器采用的是全波整流電路。
整流二極管采用的是肖特基二極管，其正向導通壓降是0.3V，正常工作時每個肖特基二極管導通損耗為15W，總計是30W，占據(jù)了總功率的2.5%，會嚴重影響變換器的效率。
假設采用的是同步整流技術，選取合適的MOS管代替肖特基二極管，例如MOS管IPB014N06NATMA1,其漏源級擊穿電壓為60V，連續(xù)漏極電流為180A，導通電阻僅為1.2mΩ，變換器正常工作時，每個該MOS管導通損耗為3W，總計為6W,占據(jù)了總功率的0.5%，可以看出采用同步整流大大降低了損耗，提高了變換器的效率。
同步整流技術對于提高DC/DC變換器的效率的作用毋庸置疑，但是由于其整流管采用MOS管替代二極管，因此電路設計時還需要設計MOS管的驅動電路，增加了電路的復雜度。同時，同步整流采用的MOS管價格成本往往都要高于二極管，因此在設計DC/DC變換器是應綜合考慮效率和成本的問題。
驅動信號要求
為了保證DC/DC變換器同步整流正常有效的工作，設計時對于MOS管驅動電路產(chǎn)生的驅動信號具有一定的要求。
以全波整流電路為例，采用同步整流技術，兩個MOS管的驅動信號為互補信號，同時為了防止兩個MOS管同時導通，造成變壓器副邊短路的情況，通常需要設置一定的死區(qū)時間。
而驅動信號的死區(qū)時間不宜過長，死區(qū)過長將導致電流流過兩個MOS管的體二極管的時間過長，導通損耗增大，影響同步整流的效果。
綜上所述，最為理想同步整流工作狀態(tài)是所有的電流均流過MOS管的溝道，而非其體二極管，然而考慮到實際電路的一些情況，比如計生參數(shù)以及環(huán)境因素等影響，對設計理想的同步整流驅動信號增加了一定的難度。
驅動方式分類
不同的DC/DC變換器電路的拓補，其同步整流驅動方式也有所不同，主要驅動方式分為外驅動和內(nèi)驅動兩種，其中，外驅動可分為傳統(tǒng)型驅動和檢測漏源極電壓型驅動，內(nèi)驅動可分為電壓型驅動、電流型驅動以及混合型驅動。
傳統(tǒng)型外驅動通常使用原邊逆變橋的驅動控制芯片產(chǎn)生同步整流管的驅動信號，理想情況下原副邊MOS管驅動信號時序一致，同時由于LLC諧振變換器原副邊存在變壓器，因此SR的驅動信號需要通過隔離電路與原邊進行隔離，
如圖所示，當LLC諧振變換器工作在變壓器副邊電流連續(xù)或者臨界連續(xù)的狀態(tài)時，原邊逆變橋驅動控制芯片產(chǎn)生的驅動信號與副邊電流同步，符合同步整流驅動的要求；當LLC諧振變換器工作在變壓器副邊電流斷續(xù)的狀態(tài)時，副邊電流一旦下降到零。
由于原邊變橋驅動控制芯片驅動信號依然存在，導致副邊SR依然導通，因此在電流斷續(xù)的這段時間，能量將從副邊回流到原邊，最終導致變換器損耗增加，增益下降。
根據(jù)上述分析可以得出，傳統(tǒng)型外驅動適用于LLC諧振變換器變壓器副邊電流連續(xù)或者臨界連續(xù)的工作狀態(tài)，并且存在增益受限、副邊SR無法實現(xiàn)零電流關斷軟開關等問題。
檢測漏源極電壓型驅動主要是采用相關集成電路芯片搭建的電路，提供SR驅動信號。目前市場上同步整流IC芯片數(shù)量很多，例如STM公司的SRK2000、ON公司的FAN6208、INFINEON公司的IR11682等。
其中，大多數(shù)芯片都是撿測SR漏源極電壓的方式來提供驅動信號，以STM公司的SRK2000為例，介紹檢測漏源極電壓型驅動的工作原理。
SRK2000采用SO-8封裝，其引腳數(shù)量少，結構簡單，如圖所示，DVS1和DVS2為檢測ＳＲ漏源極電壓的引腳，GD1和GD2為驅動SR的引腳。圖為SRK2000工作波形圖，上圖為SR漏源極電壓波形，下圖為SR門極驅動電壓波形。
SR漏源極電壓波形所示，圖中的兩個電壓值，即Ｖｔｈ－ｏｎ和Ｖｔｈ－ｏｆｆ均為ＤＶＳ１和ＤＶＳ２檢測判斷閾值。其中，體二極管開始導通的標志，一般為－０．７Ｖ，—旦檢測到該值，應立即輸出驅動信號，開通ＳＲ；
Ｖｔｈ＿〇ｆｆ是ＳＲ關斷的標志，可以設在－２５ｍＶ到－１２ｍＶ之間，一旦檢測到該值，說明此時需要關斷ＳＲ，從而達到理想的同步整流效果。
在實際應用時，由于ＶＴＨ＿〇ＦＦ閾值電壓很小，電路中又存在寄生參數(shù)的影響，導致ＤＶＳ１、ＤＶＳ２引腳檢測ＳＲ漏源極電壓有偏差，因此可能會發(fā)生ＳＲ誤關斷的情況，影響同步整流的效果。
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